信号电流的 AC 耦合（经过 C2）逆向无源求和（经过 R1 和 R2），然后在 DAC 输出电容器 C1 中对求和进行积分。由此发生的纹波重量的部分抵消答应满意的纹波衰减，一起运用比单级 RC 滤波器所需的滤波器时刻常数短得多的时刻常数。更快的呼应和更短的安稳时刻是报答。
用于过滤和衰减PWMDAC 输出纹波，十多年来我发现它很有用。它经过 PWM 信号与其沟通耦合逆信号的无源求和来作业，意图是在不影响直流重量的状况下衰减不需要的沟通纹波信号重量（图 1 ）。
但是，关于这一个主意怎么运作的一些更精细的细节并没有在初的短文中得到充沛讨论。这是一些被省掉的内容。该电路的根本作业原理是PWM 纹波信号电流与 PWM 信号电流的 AC 耦合（经过 C2）逆向无源求和（经过 R1 和 R2），然后在 DAC 输出电容器C1 中对求和进行积分。由此发生的纹波重量的部分抵消答应满意的纹波衰减，一起运用比单级 RC滤波器所需的滤波器时刻常数短得多的时刻常数。更快的呼应和更短的安稳时刻是报答。但是，这种约束其速度的电流形式计划的一个缺陷是，在 PWM 输入占空比发生阶跃改变后，R1 和 R2 电流的符号相反但起伏持平，因而它们的总和有必要暂时为零. 因而，在 C1 没有一点积分的状况下，DAC 输出信号无法开端呼应阶跃，直到 C2 开端充电，削减经过 R2 的电流，使 R1 和 R2 的电流不持平，并为 C1 供给除零以外的值以进行积分. 这种不需要的空值间隔在图 2中显现为输出波形上升沿中显着的时刻推迟。这种对 DAC 呼应时刻的约束似乎是电流形式求和拓扑不可避免的缺陷。尽管它依然比单级 RC 滤波器快（许多），但它或许不如它能够/应该的那么快。
所以，我开端疑问。假如首要核算纹波和 PWM电压而不是电流，然后彼此减去以完成纹波抵消，会发生啥状况？能否从初的主意中剥削更多的功能，一起又不失掉初使它具有吸引力的简单性？ 图 3的拓扑便是答案。
新电路的运转依赖于串联的电容器 C1（发生 PWM 直流电压重量）和 C2（供给反向纹波重量）。电压总和是串联电容器衔接所固有的，因而，与 2017 年的电路相同，从直流输出中减去沟通纹波。事实上，假如 R1C1 时刻常数刚好等于 2Tpwm 或 PWM 周期的两倍——在这个具有 1MHz 时钟的 8 位 PWM 示例中仅为 512?s，则纹波衰减足以满意 8 位分辨率。更快的时钟当然会答应更短的时刻常数。请注意，新滤波电路的元件总数与本来的完全相同：一个反相器（例如，1/6 SN74HC04）、两个电阻器和两个电容器。
图 4显现了它的阶跃呼应，现在在 T = 0 时当即开端，这与图 2 的电流形式求和推迟不同，在约 16 个 PWM 周期 = 约 4ms 内发生 8 位安稳 Tpwm。
图 5比较了原始电流形式规划 (~23 Tpwm) 与新电压形式版别 (~16 Tpwm) 的 8 位阶跃树立时刻。呼应速度进步 44% (23/16) 似乎是值得的功能改善，特别是考虑到相关的电路复杂性和本钱添加 0%。应用于原始电流形式拓扑的具体阐明（例如，使用更快的时钟速率、精细模仿开关和电压参阅来进步精度、噪声和准确度）当然将直接应用于这个新的电压形式版别。